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2026-07-29 17:37:05 +08:00

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12～24V 2P2N双色LED H桥驱动原理与器件设计

1. 文档目的

本文针对一套输入电压为12～24V的双色LED H桥驱动电路。主功率桥由2只PMOS和2只NMOS组成，另外使用2只小信号NMOS驱动高边PMOS，因此整个驱动部分共使用6只MOS管。

本文说明：

2P2N主桥和2只驱动MOS分别承担什么工作；
双色LED为什么需要H桥改变电流方向；
两路PWM输入怎样控制暖光、冷光和关闭状态；
为什么两路输入绝对不能同时为高电平；
为什么换向必须先输出00并保留死区；
PMOS为什么需要栅极上拉电阻和下拉电阻；
两个电阻为什么会形成分压；
电阻太大或太小分别会产生什么问题；
12V稳压管在电路中起什么作用；
如何计算PMOS的栅源电压、电阻功耗和稳压管电流；
如果取消稳压管，应当如何重新选择电阻；
为什么还必须检查死区时间、MOS管尖峰和PCB布局。

本文尽量使用直观的方式说明，适合刚接触MOS管驱动电路的工程人员阅读。

2. 完整电路由哪些部分组成

图1：本项目12～24V、2P2N主桥加2只小MOS驱动的完整原理图。

图中的主要器件分工如下：

器件	类型	作用
Q1、Q2	高边PMOS（60P03）	分别把C端、W端连接到12～24V电源
Q9、Q10	低边NMOS（60N03）	分别把C端、W端连接到GND
Q7、Q8	小信号NMOS（AO3400A）	分别下拉Q1、Q2的栅极
R1、R2	2.4kΩ上拉电阻	使Q1、Q2快速关断
R3、R4	3kΩ下拉通路电阻	与R1、R2分压，限制高边PMOS的导通VGS
D1、D2	12V稳压管（BZT52C12）	限制高边PMOS的栅源电压尖峰
R14、R15	10kΩ栅源下拉电阻	确保Q9、Q10在控制信号悬空时保持关闭

2.1 2只高边PMOS

高边使用2只PMOS：

左侧PMOS负责把输出端C连接到12～24V电源；
右侧PMOS负责把输出端W连接到12～24V电源。

PMOS适合放在高边，是因为它的源极可以直接接正电源，栅极只需要从源极电压向下拉，就能导通。

2.2 2只低边NMOS

低边使用2只NMOS：

左侧NMOS负责把输出端C连接到GND；
右侧NMOS负责把输出端W连接到GND。

低边NMOS的源极接地，MCU输出高电平后比较容易直接驱动其栅极。

2.3 2只PMOS驱动NMOS

MCU通常只有3.3V输出，不能直接把接在12～24V电源上的PMOS栅极拉到合适电位，所以增加2只小信号NMOS：

左侧驱动NMOS负责下拉左侧PMOS栅极；
右侧驱动NMOS负责下拉右侧PMOS栅极。

这2只小MOS不直接承受LED主电流，只负责PMOS栅极的充电和放电控制。

2.4 负载是反向并联双色LED

双色LED连接在C、W两个H桥输出端之间。两种颜色的LED芯片方向相反：

电流从C流向W时，点亮一种颜色；
电流从W流向C时，点亮另一种颜色；
两个方向快速分时工作时，肉眼看到混合色或中性光。

H桥的作用不是简单提供两路独立正电压，而是改变流过双色LED的电流方向。

3. 两路输入如何控制H桥

本文把两路控制信号称为：

PWM_W：驱动Q7和对角线上的Q10，形成C→W电流；
PWM_C：驱动Q8和对角线上的Q9，形成W→C电流。

按照当前交叉驱动结构，一路信号会同时控制一只高边PMOS和对角线上的一只低边NMOS。

PWM_C、PWM_W是电路网络名称。最终点亮暖色还是冷色，还取决于双色LED的实际安装方向。

3.1 PWM_W有效

PWM_W=1、PWM_C=0时：

Q7导通并下拉Q1的栅极，使左侧高边PMOS Q1导通；
对角线上的右侧低边NMOS Q10导通；
C端接近电源；
W端接近GND；
电流方向为电源 → C → LED → W → GND。

此时点亮一个颜色。

3.2 PWM_C有效

PWM_C=1、PWM_W=0时：

Q8导通并下拉Q2的栅极，使右侧高边PMOS Q2导通；
对角线上的左侧低边NMOS Q9导通；
W端接近电源；
C端接近GND；
电流方向为电源 → W → LED → C → GND。

此时点亮另一个颜色。

3.3 两路均为低电平

PWM_C=0、PWM_W=0时：

两只高边PMOS关闭；
两只低边NMOS关闭；
H桥处于关闭状态；
LED没有持续驱动电流。

换向时必须先进入这个状态。

3.4 两路均为高电平

PWM_C=1、PWM_W=1是禁止状态。

此时两组对角桥臂同时收到导通命令，可能导致同一桥臂的上管和下管同时导通，形成：

电源 → 上管 → 下管 → GND

这条路径几乎没有LED负载限流，会产生很大的直通电流，可能造成：

电源异响；
MOS管快速发热；
电源电压跌落；
MCU复位或蓝牙掉线；
MOS管损坏；
PCB走线或电源器件损坏。

控制真值表如下：

PWM_C	PWM_W	H桥状态	结果
0	0	全部关闭	安全关闭/换向死区
0	1	C高、W低	电流从C流向W
1	0	W高、C低	电流从W流向C
1	1	禁止状态	可能发生桥臂直通

4. 为什么换向必须设置死区

MOS管不是收到控制电平后立即完成导通或关断。栅极电容、米勒平台、驱动电阻和PCB寄生参数都会产生延迟。

如果直接执行：

PWM_C有效 → PWM_W有效

可能出现：

原方向的PMOS和NMOS还没有完全关闭；
新方向的PMOS和NMOS已经开始导通；
两个方向在很短时间内重叠；
H桥形成瞬间直通。

正确换向顺序应为：

方向C导通 → 输出00 → 等待死区 → 方向W导通
方向W导通 → 输出00 → 等待死区 → 方向C导通

死区时间不能只根据软件定时值决定，必须结合实际MOS管栅极波形测量。对于本类低频LED PWM，可以先设置较保守的死区进行验证，再根据示波器结果缩短。

需要注意：

死区太短，可能发生直通；
死区太长，会降低最大有效占空比和LED峰值亮度；
调高PWM频率后，相同死区占整个周期的比例会变大；
PMOS上拉电阻变大后，通常需要重新确认死区是否足够。

5. 先认识PMOS的三个引脚

PMOS有三个主要引脚：

S：源极（Source），本电路接12V或24V电源；
G：栅极（Gate），用于控制PMOS导通和关断；
D：漏极（Drain），连接H桥输出端。

PMOS是否导通，主要取决于栅源电压：

VGS = VG - VS

其中：

VG是栅极对地电压；
VS是源极对地电压。

假设源极接24V：

栅极电压VG	栅源电压VGS	PMOS状态
24V	0V	关断
20V	-4V	开始较明显导通
14V	-10V	充分导通
12V	-12V	充分导通
0V	-24V	超过多数PMOS的栅源耐压，危险

注意：数据手册中的VGS(th)是“刚开始有很小电流”的开启阈值，不代表MOS管已经充分导通。

以SL60P03D为例：

VGS(th)约为-1.0V至-2.2V；
导通电阻通常在VGS=-4.5V或VGS=-10V条件下标定；
栅源极绝对最大耐压为±20V。

所以“20V”不是开启阈值，而是不能超过的栅源极极限耐压。

6. 上拉电阻和下拉电阻分别做什么

为避免受到原理图位号差异影响，本文统一使用下面的名称：

RUP：PMOS栅极到源极（电源）的上拉电阻；
RDOWN：PMOS栅极到地的下拉电阻；
DZ：跨接在PMOS栅极和源极之间的稳压管；
QDRV：把PMOS栅极向地拉低的小信号MOS管。

简化结构如下：

                电源12V/24V
                     |
                     +--------- PMOS源极S
                     |
                    RUP
                     |
                     +--------- PMOS栅极G
                     |
                   RDOWN
                     |
                   QDRV
                     |
                    GND

DZ稳压管跨接在PMOS的S和G之间。

6.1 PMOS关断过程

当QDRV关闭后，下拉路径断开，RUP把PMOS栅极充电到源极电压：

VG ≈ VS
VGS ≈ 0V

PMOS关断。

因此，RUP越小，给栅极电容充电的电流越大，PMOS通常关断得越快。

6.2 PMOS导通过程

当QDRV导通后，RUP和RDOWN形成从电源到地的分压回路，栅极电压下降，PMOS得到负的VGS并导通。

因此：

RUP太小：关断快，但栅极不容易被拉低，PMOS导通电压可能不足；
RUP太大：PMOS容易得到较大的负VGS，但栅极充电慢，关断时间增加；
RDOWN太小：PMOS导通更充分，但电流和电阻功耗增加；
RDOWN太大：功耗降低，但PMOS导通电压减小。

两个电阻必须综合考虑，不能只追求其中一个方向。

7. 没有稳压管时如何计算

先忽略稳压管，假设QDRV已经完全导通。

栅极电压为：

VG = VCC × RDOWN / (RUP + RDOWN)

PMOS栅源电压的绝对值为：

|VGS| = VCC × RUP / (RUP + RDOWN)

回路电流为：

I = VCC / (RUP + RDOWN)

两个电阻的功耗分别为：

PUP   = I² × RUP
PDOWN = I² × RDOWN

7.1 当前原理图：24V、上拉2.4kΩ、下拉3kΩ

VCC   = 24V
RUP   = 2.4kΩ
RDOWN = 3kΩ

计算结果：

VG    = 24 × 3 / (2.4 + 3) ≈ 13.33V
VGS   = 13.33 - 24 ≈ -10.67V
I     = 24 / 5.4k ≈ 4.44mA
PUP   = I² × 2.4k ≈ 47mW
PDOWN = I² × 3k ≈ 59mW

所以栅极并不会被拉到0V，而是被两个电阻分压到约13.33V。

PMOS得到约-10.67V的栅源电压，能够充分导通。这个数值没有达到12V稳压管的击穿电压，因此D1/D2在稳定导通状态下基本不工作，主要用于处理换向尖峰。

7.2 当前原理图：12V、上拉2.4kΩ、下拉3kΩ

同样的电阻在12V输入下：

VG    = 12 × 3 / (2.4 + 3) ≈ 6.67V
VGS   = 6.67 - 12 ≈ -5.33V
I     = 12 / 5.4k ≈ 2.22mA
PUP   ≈ 12mW
PDOWN ≈ 15mW

此时PMOS仍然可以可靠导通，而且12V稳压管在正常稳定状态下不会反向击穿。

8. 稳压管的真正作用

12V稳压管跨接在PMOS的源极和栅极之间，主要作用是限制|VGS|。

8.1 正常关断时

PMOS栅极被RUP拉到源极电压：

VGS ≈ 0V

稳压管不工作。

8.2 正常导通时

栅极被下拉，|VGS|逐渐增大。

当|VGS|接近稳压管的击穿电压后，稳压管开始反向导通，把|VGS|限制在大约12V附近。

24V输入、12V稳压管钳位时，理想状态约为：

VS  ≈ 24V
VG  ≈ 12V
VGS ≈ -12V

8.3 换向尖峰出现时

H桥换向会受到以下因素影响：

MOS管栅极电容；
米勒电容；
PCB走线电感；
LED和供电线路电感；
MOS管体二极管反向恢复；
电源母线尖峰。

这些因素可能让VGS在很短时间内超过正常分压值。稳压管可以吸收部分栅源尖峰，避免PMOS栅极氧化层承受过高电压。

8.4 正向栅源尖峰

如果换向时栅极瞬间高于源极，稳压管会像普通二极管一样正向导通，把正向VGS限制在约0.7V至1V附近。

8.5 稳压管不能保护什么

栅源稳压管只能保护PMOS的VGS，不能保护PMOS的漏源极VDS。

例如：

电源为24V；
PMOS的VDS额定值为-30V。

这时漏源极只有约6V的理论尖峰余量。电源母线仍需考虑：

TVS管；
就近低ESR电容；
较短、较宽的功率走线；
减小H桥电流环路面积；
必要时使用耐压更高的MOS管。

9. 为什么稳压管不是接上就一定能稳定在12V

稳压管必须获得足够的反向电流，才能进入比较稳定的击穿区。

为了说明稳压管为什么需要足够电流，下面使用“上拉1.2kΩ、下拉1kΩ”作为对比算例。这不是图1当前采用的2.4kΩ、3kΩ参数。

假设：

VCC   = 24V
VZ    = 12V
RUP   = 1.2kΩ
RDOWN = 1kΩ

钳位后栅极约为12V。

下拉电阻电流：

IDOWN = 12V / 1kΩ = 12mA

上拉电阻电流：

IUP = (24V - 12V) / 1.2kΩ = 10mA

稳压管电流约为：

IZ = IDOWN - IUP = 12mA - 10mA = 2mA

因此，1.2kΩ上拉加1kΩ下拉时，稳压管大约只有2mA电流。

这通常可以产生一定的钳位作用，但实际电压未必正好是12.00V。稳压管的标称电压、测试电流、动态电阻和温度特性需要查看具体厂家的数据手册。

如果上拉和下拉都是1kΩ：

IUP   = 12mA
IDOWN = 12mA
IZ    ≈ 0mA

此时稳压管几乎没有剩余电流，不能指望它进入稳定的反向击穿状态。

对于图1当前的2.4kΩ上拉和3kΩ下拉，在24V正常导通时，计算得到|VGS|≈10.67V，低于12V，因此稳压管不会持续击穿。这正是更合适的状态：正常工作由电阻分压确定栅极电压，稳压管只处理异常瞬态。

10. 为什么电阻不能只考虑关断速度

MOS管的栅极不是普通的纯电阻负载，可以把它理解为一个需要充电和放电的电容。

SL60P03D的典型参数包括：

输入电容CISS约为1988pF；
总栅极电荷Qg约为35nC（特定测试条件下）；
米勒电荷Qgd约为8.8nC。

PMOS关断时，RUP负责给栅极充电。可以先用RC时间常数粗略估算：

τ ≈ RUP × CISS

例如：

RUP	估算时间常数τ
1.2kΩ	约2.4μs
2.2kΩ	约4.4μs
2.4kΩ	约4.8μs
3.6kΩ	约7.2μs

实际关断时间还受到栅极电荷、米勒平台、漏极电压变化和PCB寄生参数影响，不能只用一个RC公式定论。

10.1 RUP太大

可能产生：

PMOS关断变慢；
换向时上管尚未完全关断，下管已经开启；
H桥上下管短暂直通；
电源出现大电流尖峰；
MOS管异常发热；
电路发出异响；
严重时损坏MOS管或电源。

10.2 RUP太小

可能产生：

PMOS关断速度加快；
但下拉时大量电流被RUP分走；
栅极下拉不够，PMOS的负VGS不足；
PMOS没有充分导通，导通电阻增大；
驱动回路静态功耗增加；
电阻和驱动管温升增加。

所以“上拉电阻越小越安全”并不成立。

11. 电阻功耗不能只按照死区时间计算

这是非常容易出现的误区。

死区时间，例如25μs或50μs，表示换向时两边都关闭的保护时间。它不代表上拉、下拉电阻只通电25μs或50μs。

当PMOS保持导通时：

QDRV持续导通；
RUP、RDOWN和稳压管可能持续有电流；
电阻功耗会持续整个PMOS导通阶段。

因此必须分别检查：

正常导通期间的连续或平均功耗；
换向尖峰期间的瞬时脉冲功耗。

11.1 对比算例：24V钳位在12V、RUP=1.2kΩ、RDOWN=1kΩ

钳位时：

PUP   = 12² / 1.2k ≈ 120mW
PDOWN = 12² / 1k   ≈ 144mW
PZ    = 12V × 2mA ≈ 24mW

普通0603电阻常见连续额定功率约为0.1W，但不同厂家、环境温度和PCB焊盘条件会有差异。

因此：

120mW和144mW不能简单地当成“只有50μs”；
如果PMOS长时间保持导通，电阻可能接近连续承受该功耗；
建议使用0805封装，或使用多个电阻分担功耗；
最终必须查看所选电阻的数据手册和降额曲线。

图1当前采用2.4kΩ上拉和3kΩ下拉，24V稳定工作时功耗分别约为47mW和59mW，不会出现上述持续钳位功耗；但0603电阻仍应考虑环境温度和功率降额。

12. 取消稳压管时如何选择电阻

如果决定不安装稳压管，就必须完全依靠电阻分压限制VGS。

设计时应检查最坏情况：

|VGS|max = VCC,max × RUP,max / (RUP,max + RDOWN,min)

必须同时考虑：

电源最高电压；
电源启动和负载突卸尖峰；
电阻误差；
温度；
驱动管导通压降；
PCB寄生参数。

12.1 同时兼容12V和24V的参考值

可以考虑：

RUP   = 2.4kΩ
RDOWN = 3kΩ

计算结果：

输入电压	栅源电压VGS	回路电流
12V	约-5.33V	约2.22mA
24V	约-10.67V	约4.44mA

24V时电阻功耗：

PUP   ≈ 47mW
PDOWN ≈ 59mW

这个组合具有以下特点：

12V输入时仍能获得约-5.33V驱动；
24V输入时约为-10.67V；
正常功耗低于1.2kΩ加1kΩ方案；
2.4kΩ上拉的关断速度仍然较快；
不需要依靠稳压管在正常工作时持续击穿。

即使使用这个分压，保留稳压管仍然有价值：它在正常工作时不导通，只在异常尖峰时保护PMOS。

13. 两种方案对比

方案A：电阻分压加稳压管

优点：

对栅源尖峰有额外保护；
元件误差或异常状态下更安全；
可以限制VGS不超过约12V。

缺点：

必须保证稳压管具有合适的工作电流；
如果设计成稳压管持续击穿，会增加静态功耗；
电阻功耗和稳压管功耗都需要核算。

适合：

24V供电；
H桥换向尖峰明显；
对可靠性要求较高；
PCB空间允许增加保护器件。

方案B：只使用电阻分压

优点：

元件少；
不存在稳压管持续工作产生的额外功耗；
参数计算直观。

缺点：

失去栅源尖峰钳位；
对电源波动、电阻误差和PCB寄生参数更敏感；
上拉电阻开路等故障可能让VGS超过额定值。

适合：

输入电压范围明确；
电源尖峰受到良好控制；
已经通过示波器确认VGS安全；
有足够的设计余量。

14. 本电路的建议

14.1 如果保留12V稳压管

建议：

不要只根据“关断越快越好”无限减小上拉电阻；
计算稳压管电流，确认能够形成有效钳位；
按整个PMOS导通时间核算电阻平均功耗；
对超过或接近0.1W的电阻优先使用0805；
用示波器测量真实VGS，确认导通时约为-10V至-12V，关断时回到0V。

14.2 如果取消稳压管

12V至24V输入可以先测试：

RUP   = 2.4kΩ
RDOWN = 3kΩ

但必须满足：

实测最大负VGS有足够余量；
实测正向和反向尖峰没有接近±20V；
电源母线已经做好TVS和就近电容；
PMOS能在下管开启前完全关断；
保留足够的硬件或软件死区。

14.3 关于死区

死区的最终取值不能仅凭计算，应根据示波器实测决定。

至少同时测量：

上管PMOS的VGS；
下管NMOS的VGS；
H桥输出节点；
24V母线电压；
条件允许时测量桥臂电流。

判断标准是：

下管开始导通之前，对应上管必须已经退出导通区，并且换向过程中没有异常母线电流尖峰。

15. 初学者常见误区

误区一：PMOS的20V是开启阈值

错误。20V通常是栅源极最大耐压。真正的VGS(th)一般只有约1V至3V，但这个电压只能让MOS管刚刚开始导通。

误区二：栅极下拉后一定是0V

错误。如果存在上拉和下拉电阻，栅极由两个电阻分压，不会自然等于0V。

误区三：装了12V稳压管，VGS就一定是-12V

错误。稳压管必须获得足够的反向电流，实际钳位电压还受到电流、温度和器件误差影响。

误区四：上拉电阻越小，电路越安全

错误。上拉电阻减小会加快关断，但也会降低PMOS导通时的负VGS，并增加静态功耗。

误区五：电阻的高功耗只持续死区时间

错误。PMOS导通期间，分压回路可能持续有电流。必须按照实际占空比和最坏工作状态核算平均功耗。

误区六：栅源稳压管可以保护整个MOS管

错误。它主要保护VGS，不能代替24V母线TVS，也不能阻止VDS超过MOS管额定值。

16. 最终检查清单

原理图确定后，至少完成以下检查：

确认PMOS的VGS(th)、推荐驱动电压和VGS(max)；
计算12V和24V下的正常VGS；
计算最高电源电压和电阻误差下的最坏VGS；
计算上拉、下拉电阻连续功耗；
计算稳压管正常电流和功耗；
检查0603/0805电阻的额定功率和降额曲线；
测量PMOS栅极对源极波形，而不是只测栅极对地；
检查换向时是否有正向或反向VGS尖峰；
检查上下管是否发生交叉导通；
验证PWM_C=1、PWM_W=1在软硬件中都不会出现；
验证每次方向切换都经过00关闭状态；
检查24V母线是否超过PMOS的VDS额定值；
高温、低温、最低输入和最高输入条件下重复测试。

17. 总结

PMOS栅极驱动电阻的选择，本质上是在以下四项之间寻找平衡：

PMOS必须得到足够的负VGS，保证充分导通；
PMOS必须快速回到VGS≈0V，保证及时关断；
分压回路的电流和电阻功耗不能过大；
栅源电压和换向尖峰不能超过MOS管额定值。

稳压管的核心作用是保护PMOS栅源极，而不是替代电阻分压，也不是控制死区。合理的设计应先用电阻比例确定正常工作点，再用稳压管处理异常和瞬态过压，最后通过示波器实测确认。

对于这套12～24V、2P2N主桥加2只驱动MOS的双色LED电路，还必须始终遵守两个基本原则：

PWM_C和PWM_W不能同时为高电平；
两个电流方向切换时，必须先输出00，等待确认安全的死区后再开启另一方向。

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